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基于线电压差过零检测反电势(EMF) 的无传感器无刷直流电机驱动外文翻译资料

 2022-12-06 03:12  

英语原文共 8 页,剩余内容已隐藏,支付完成后下载完整资料


基于线电压差过零检测反电势(EMF)

的无传感器无刷直流电机驱动

P. Damodharan和Krishna Vasudevan,IEEE会员

摘要 - 本文介绍永磁无刷直流(BLDC)电机的无位置传感器操作。 本文提出的无位置传感器BLDC驱动器是基于检测来自端电压的反电动势(反电动势)过零点。 所提出的方法依赖于在电动机的端子处测量的线电压的差异。 在论文中表明,线路电压的这种差异提供了在其零交叉处的适当反电动势的放大版本。 换向信号在没有电机中性点电压的情况下获得。 通过仿真和实验结果证明了该方法的有效性。

关键词 - 反电动势(EMF)检测,无刷直流(BLDC)电机,无传感器控制,过零点

1.介绍

永磁(PM)电机已广泛应用于工业自动化领域的各种应用和消费电器中,因为它们具有更高的效率和功率密度。具有梯形电动势(EMF)特性的无刷直流(BLDC)电机需要6个离散转子位置信息用于逆变器操作。这些通常由放置在电机内的霍尔效应开关传感器产生。然而,这些传感器有许多缺点是众所周知的事实。它们增加了电机的成本,需要安装特殊的机械装置。此外,霍尔传感器对温度敏感,因此限制了电机的运行。由于额外的组件和接线,它们可能会降低系统的可靠性。此外,无传感器控制是在恶劣环境下运行电机的唯一可靠方法。

无位置和速度传感器的BLDC电机引起了广泛的关注,许多论文报道了这方面的工作。这些方法基于使用电动机的反电动势[1]-[3],检测未激励相的续流二极管的导通状态[4],反电动势积分法[5],[6]定子三次谐波电压分量[7],[8]。

反电动势估算方法通常依赖于EMF波形的零交叉检测。文献[1]提出了通过检测相对于虚拟中性点的端电压来估计反电动势的技术。脉宽调制(PWM)切换期间,中性点不稳定。低通滤波器已被用于消除高次谐波并将端电压转换为三角波信号。由于严重的滤波,检测到的信号会引入延迟,这也会随运行速度而变化。因此,这种方法仅适用于狭窄的速度范围。在[2]中提出了间接反电动势传感技术,不需要中性或虚拟中性电势。相对于负直流总线电位感应反电动势过零点。 在文献[3]中,Kim和Ehsani根据测量的电压,电流和电流的导数定义了一个函数,它表示开关时刻。预定位后,Kim和Ehsani[3]将开关模式提前60度,并让他们的无传感器算法接管。由于它们的功能依赖于电流导数的计算,所以该方法需要数字实现并且可能受到传感器噪声的影响。

检测开路阶段的续流二极管导通给出了反向电动势波形的过零点[4]。这种转子位置感测方法可在较宽的速度范围内工作,特别是在较低速度下。该方案的主要缺点是需要六个额外的电源供比较器电路检测流过续流二极管的电流。

积分未激励相的反电动势波形是另一种提取相位换向位置信息的方法[5]。积分在反电动势发生过零点时开始,当达到阈值设定值时积分停止,从而给出换向时刻。这种方法对开关噪声不太敏感,但低速操作很差。此外,该方案需要中性电位并且由于积分而受到偏移误差。基于这种技术,已经提出了一种低成本的无传感器方案[6]。只有一个端子电压被感测以检测相位的切换时刻。由于从感测到的相切换时刻对其他两相的切换时刻进行插值,频繁,快速的加速或减速是不可能的。

星形连接的BLDC电机的开关瞬间也可以从反电动势波形的三次谐波估计[7],[8]。总端电压给出三次谐波电压。三次谐波电压分量然后被积分以找到三次谐波磁链,其过零点对应于换向时刻[7]。基于固有三次谐波电压分量[7]的方法存在谐波分量的幅度和相位随着磁饱和而变化的局限性,并且由于谐波分量电压的幅度相对较低而不适合于低速范围。Shen和Iwasaki[8]提出了使用专用集成电路(ASIC)来实现超高速运行的反电动势三次谐波,而不是端电压的集成,但需要获得电动机绕组中性电位。Acarn-ley和Watson[9]给出了有关无传感器方法的最新文献的详细综述。Chen和Liaw [10]提出了线电压直接换相瞬时检测以及微调技术,以进一步提高检测到的换相时刻的准确性。在[11]中,Chen和Cheng通过使用通过滤波PWM波形获得的平均线电压来实现无传感器操作。滤波引入了延迟,要尽量减小,需要很高的开关频率。此外,Chen和Cheng[11]没有讨论电机无传感器启动的细节。Cheng和Tzou[12]通过感测电机端子电压,设计并实现了用于BLDC电机的无传感器操作的集成电路。Jung和Ha[13]提出了与频率无关的移相器,用于无刷直流电机的无传感器控制,它可以使输入信号的过零点移动一个特定的相位延迟。然而,文献[10]和[11]提出的直接换相瞬时检测技术缺乏这种灵活性来提高换相时刻,这可以使用反电动势过零检测技术来实现。

Jung和Ha[14]开发了用于无刷直流电机的扩展卡尔曼滤波估计器,用于速度和转子位置估计。将扩展卡尔曼滤波算法应用于转子位置估计的障碍是需要为协方差矩阵参数设置适当的值,这反映了建模和测量中的不确定性。参数值通常通过试验和错误来选择。推进换相瞬间增加了转矩产生,特别是在BLDC电机的高速运行中,正如文献[15]和[16]中作者所提出和分析的那样。然而,文献[10]和[11]提出的直接换相瞬时检测技术缺乏这种灵活性来提高换相时刻,这可以使用反电动势过零检测技术来实现。

本文提出了一种简单可靠的无传感器运行反电动势过零检测方法。在本文中,反电动势的过零点是根据相对于直流负端测量的端电压间接估计的。该方法不涉及任何整合。此外,由于使用线电压,中性电位的要求已被消除。这也消除了共模噪声。由于使用线电压,器件将会下降,并且它们的变化也不会起作用。与[3]中描述的方法不同,这个方案很容易实现。 不涉及派生操作。在[18]中,通过无缝传感器的检测方法使无传感器操作中的BLDC机器开始使用。在本文中,该方法被扩展为提出一种简单的运行模式算法。

本文的结构如下。第二节描述了提出的反电动势过零估计方法。第三节介绍了所提出方法的仿真结果。第四部分介绍验证提案的硬件实施结果,第五部分提出结论。

图1. BLDC电机驱动以及典型的相电流和反电动势

2.提出的反电动势零交叉估计方法

考虑一个具有三个星形连接的定子相绕组的BLDC电机。 永磁体安装在转子上。 BLDC电动机由一个三相逆变器驱动,在该三相逆变器中,装置相对于转子位置被触发,如图1所示。相对于定子星形点Van的A相端电压在(1)中给出了。其中Ra是定子电阻,La是相电感,ean是反电动势,ia是“A”相的相电流。

(1)

可以为其他两个阶段写出类似的方程,如(2)和(3)中的符号具有明显的含义。

(2)

(3)

由此,线电压Vab可以被确定为

(4)

同样

(5)

(6)

然而,这些线路电压可以在不需要星形点的情况下通过测量与负直流母线相关的端电压的差异来估算。

从(4)中减去(5)给出

(7)

(8)

考虑A相和C相导通,B相断开的间隔,如图1中阴影区域所示。在此间隔中,A相绕组连接到直流电源的正极,C相连接到负极的直流电源和B相是打开的。 因此,ia = -ic和ib = 0。从图1(阴影区域)可以看出,阶段A和阶段C中的反电动势相等且相反。因此,在那个区间(7)可以简化为

线电压波形的差异因此是反向EMF波形的反转表示。EMF值可以是电阻,电感,EMF(RLE)相位表示(不参考地)的值。还可以注意到,减法操作为EMF波形提供了两倍的增益,从而将其放大。从图1中再次可见,在该间隔期间(阴影部分),反电动势ebn从一个极性转换到另一个零点。 因此,操作Vab-Vbc(Vabbc)可以检测到B相EMF的过零点。类似地,当B相和C相反EMF相等且相反时,线电压Vbcca的差异使得能够检测到相C反电动势的过零点。线电压Vcaab波形的差异给出相A反电动势的过零点,其中相C和B具有相等且相反的反电动势。因此,反电动势波形的零交叉瞬间可以通过仅测量电动机的三个端电压来间接估计。

虽然前面提到的讨论使用了理想的梯形波形,但实际感应的EMF由于槽缝纹波而偏离该波形。实际机器的(8)的有效性由实验波形验证。测量真正的反电动势波形,并使用测量的反电动势波形从表达式ea ec-2eb中评估线电压差Vabbc,以验证零交叉瞬态匹配。图2显示了反电动势波形的Vabbc波形(乘以两个增益,-2eb)和两者之间的错误。从图2中可以明显看出,Vabbc波形在零交叉区域内与背电波相匹配。图2中也显示了两者之间的误差在零交叉时刻可以忽略不计。

虽然图2中的EMF波形与进一步实验中使用的机器相关,但文献[8]中另一种实验EMF波形进一步测试了(8)的有效性,该波形显示更高的槽纹波纹。图3显示了这个EMF波形。图4显示了这种EMF波形的Vabbc和-2eb之间的比较。可以看出,尽管槽纹波纹很高,Vabbc的过零点和B相的反电动势仍然匹配。该方法因此非常普遍,并且不依赖于反电动势波形的理想特性。

所提出的无传感器方法使用该方法根据估计正确换向时刻的电动机的端电压来估计反EMF的过零瞬间。

图2.实验反电动势的线电压差

图3.具有较高纹波的实验反电动势波形[17]

3.无传感器方法的模拟

本节介绍了无传感器无传感器方面的各个方面,从启动模式切换到切换模式都开始和随后的操作都利用了前一节中介绍的思路。使用[18]中提出的无传感器BLDC电机启动技术来启动电机。

所提出的无传感器方法在SABRE软件中被模拟。表1给出了用于仿真和硬件实现的电机参数。图5显示了所提出的用于无传感器操作的反电动势过零检测的操作功能序列,并且在下面进一步解释。

根据相对于负直流总线(Va,Vb,Vc)的感测端电压,确定线电压及其差值(Vcaab,Vabbc,Vbcca)。图6显示了B相的模拟反电动势波形和线电压差Vabbc。 图6进一步表明,Vabbc的过零点与B相反电动势的相位匹配。这些在图6中表示为过零点(ZCP)。可以看出该图在反EMF的过零区域中验证(8)。因此,我们得出这样的结论:如前一节所述,检测反电动势过零点的方法是有效的。

图6还显示了B相的端电压Vb。该波形包含由续流二极管导通引起的尖峰。当线路电压差(如Vabbc)被发现时,这些尖峰会导致错误的过零检测,因此需要消除。这通过在尖峰发生之前保持预定持续时间的端电压的值来完成。附录给出了证明这一技术的详细分析。 该操作在图5中显示为采样和保持模块。

一旦电机以无传感器启动模式启动[14],则将从ZCP估算正确的换向时刻,以切换到运行模式。从所提出的反EMF过零点检测方法估计正确的换向时刻的流程图如图7所示。无传感器换向时刻与反EMF过零时刻相比延迟30电角度,以便激励相位绕组在反电动势的平坦部分(见图1)。按照如下完成。当电机处于无传感器启动模式时,一个12位数字计数器在反电动势的零交叉瞬间启动。零交叉发生在转子旋转每60电角度。计时器在随后的过零时刻停止。在图7给出的流程图中,这些分别是阶段C和阶段B中的反电动势的零交叉时刻。因此,建立了60°间隔的持续时间。这个时间间隔的一半,即30°,是通过将计数值向右移1位获得的,然后将其加载到数字比较器中。然后启动比较器的定时器计数器。当比较器的定时器计数器值等于30◦的加载计数值时,瞬间成为器件的换向时刻。对于图7中给出的流程图,这将是TB 打开并关闭TA 的瞬间。表II显示了60个电度的计数器对每个器件开关信号起作用的顺序。

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