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国际电路理论与应用

2016年10月10日在Wiley Online Library（wileyonlinelibrary.com）上发布。 DOI：10.1002 / cta.2270

直流分析和作为运行动态电源PWM降压转换器的设计

Thomas Salvatierra和Marian K. Kazimierczuk
莱特州立大学电气工程系，美国俄亥俄州代顿45435

概要

现代能量传输和信号再现技术依赖于必须高效运行的功率放大器。 解决这个问题的日益流行的技术涉及用由动态电源提供的受控的可变电压替换固定功率放大器电源电压VDD。 虽然脉宽调制DC-DC降压转换器通常用作固定输出电源，但本文提供了新的理论直流分析，其中输出电压受控且可在很宽的范围内连续变化。 推导了可变输出降压转换器的设计过程。 识别影响转换器速度和效率的关键设备参数。 直流分析和设计程序通过实验验证，计算和测量的参数显示出一致。 版权所有copy;2016 John Wiley＆Sons，Ltd.

2016年1月28日收到; 2016年7月31日修订; 2016年8月31日接受

关键词：动态电源; PWM dc-dc降压转换器; 信封跟踪; 调幅; 上午

1.引言

在尺寸，重量和/或能耗是关键设计规格的现代无线系统中，高效电力传输和信号再现至关重要。这些系统通常围绕两种类型的功率放大器（PA）架构之一构建：电流源功率放大器（A类，AB类，B类和C类）和开关模式功率放大器（D类，DE和E类）[1] 。电流源PA线性，但本质上效率低下;开关模式PA是高效但非线性的系统，通常缺乏用于功率传输的有效的幅度调制（AM）手段。这些挑战有助于通过修改或增加外部电路提供的性能增强。
显示出巨大前景的一种提高效率的技术是动态功率管理[2-14]。动态提供的功率（也称为动态漏极偏置或漏极调制）描述了作为时间函数控制PA电源电压VDD的直流电平的手段。电源电压可以在两个或多个分立电平之间切换，或连续变化。离散级动态电源可用于某些类别的功率放大器，以提高基准效率[15-17]。但是，如果动态电源在很宽的电压范围内连续变化，那么它可以用来提高电流源功率放大器的效率，并为开关模式功率放大器提供高效的AM [1,18,19]。

最近在动态电源管理方面的工作非常广泛，通常用于通过高速包络跟踪改善电流源功率放大器效率[20-23]。在[7,8,14,24]中，提出了DC-DC转换器和线性放大器的并联组合;这是目前大多数涉及动态电源管理问题的首选方法。在[25]中，描述了一个单端初级电感转换器。其他工作已经展示了作为动态电源运行的多输入降压转换器[26]，降压 - 升压转换器[27]和同步降压转换器[12]。然而，目前的文献没有研究使用标准的异步DC-DC脉宽调制（PWM）降压转换器作为独立的动态电源，也没有对同步拓扑进行详细的电路分析以检查固定和可变输出操作之间的差异。这项工作旨在通过为作为可变输出电压供电的异步降压转换器提供直流分析和设计程序来补充现有文献。选择异步拓扑结构作为基本的基准PWM降压转换器结构，并为今后工作中可变输出同步降压拓扑的分析和设计提供必要的基础。尽管由于传导模式考虑，异步降压转换器提供了一些更复杂的直流分析和设计，但它还拥有诸如单晶体管结构和更简单的驱动器要求等优点。这些可能是在系统成本和性能之间取舍的关键因素。该工作的核心目的是介绍和验证可变输出异步降压转换器的新型直流分析，而不是描述具有卓越性能的新型电路设计。

这篇文章的具体目标是：

（1）研究PWM降压转换器的可变输出电压操作与传统固定输出操作之间的差异。
（2）介绍作为具有无级输出电压VO，固定输入电源电压VI和固定负载电阻RL的动态电源供电的异步降压转换器的新型直流分析。
（3）基于直流分析推导实用的设计程序，用于选择可变输出电压降压转换器功率级的组件。
（4）通过实验来验证可变输出直流分析和设计过程

第2节给出了降压拓扑结构的概述，并讨论了将变换器作为可变输出电压电源工作的分析差异。 第3节介绍新的直流分析，第4节提供功率级的设计程序。 第5部分将理论操作与测量的性能进行比较，以验证新的分析和设计。 第6部分提供了工作总结。

2.具有可变输出电压的脉宽调制降压转换器

2.1 电路描述

图1所示的异步降压转换器使用带占空比D的低压脉冲波形vGS来驱动作为开关操作的功率MOSFET。 二极管D1充当整流器。 由于开关S1在周期T内导通和关断，FET源极的电压在二极管正向电压-VF和转换器直流输入电压VI之间交替变化。 在t = 0时，vGS超过FET阈值电压，开关闭合，二极管阴极电压为VI; 在t = DT时，vGS为零，开关断开，阴极电压为-VF。 这有效地“切断”VI，产生与D1上的原始vGS脉冲序列相等的大信号。 然后通过二阶L-C网络对大信号脉冲波形进行平均和平滑，将直流输出电流IO直接提供给负载。

图1.异步脉宽调制降压转换器

PWM降压转换器作为动态电源

图2.连续导通模式（CCM），CCM-不连续导通模式（DCM）边界和DCM操作下的转换器电感电流波形。

与D成​​比例。在标准操作中，VO是固定的; D变化来控制IO，从而补偿VI和/或RL中的波动。但是，如果VI和RL是固定的，则变化的D将会改变IO和VO。文献提出了降压转换器的直流分析和设计方法，其中VO是固定的[28,29]，但变量-VO操作的两个关键区别阻止了直接应用现有分析：
bull;降压转换器的总效率因D而异
bull;t = 0时的电感电流iL（0），T，2T，... nT随D变化。
这些差异是在第3节介绍的新的直流分析中考虑的。

2.2持续导通模式操作要求

VO的直接比例控制对于动态功率管理尤其可取，因为电源必须响应或再现现有波形。这通过包含降压转换器的包络跟踪应用来证明[12,26]。当以连续导通模式（CCM）工作时，可以直接控制一个异步降压转换器的输出[28]。当整个开关周期T的电感电流iL大于零时，转换器处于CCM状态。如果iL保持这种状态，则波形的水平对称性得以保留，IL，IO和VO与D成正比变化。但是，如果iL在任何有限的持续时间内为零，波形不再是对称的，其直流值IL = 10是D的非线性函数。这被称为非连续导通模式（DCM）。可变输出电压降压转换器必须工作在CCM或CCM-DCM边界，以维持VO的正比例控制。图2显示了导电模式之间的差异。

3.直流分析

对作为动态电源供电的异步降压转换器的新型直流分析提出以下假设：

（1）电流和电压传输特性与固定输出CCM降压转换器相同，即II= DIO和Vo = DVI。
（2）MOSFET S1，二极管D1，电感L和电容C是实数分量，耗散功率，即lt;1。
（3）VI和RL是固定的。
（4）Dminle;Dle;Dmax且Vominle;Vole;Vomax。
（5）总效率随着（D，VO）而变化，即最小
（6）硬开关固有的瞬态响应，如二极管反向恢复，比开关频率fs快得多，可能被忽略。
应该指出的是，尽管VI和RL中的小波动是一个物理现实，但它们对本文推导的直流分析带来了重大的复杂性。 为了清楚和简洁，在变量-V0操作的上下文中讨论变量-VI和-RL被留作单独的未来工作.

3.1. 总效率的意义
现有文献[28]给出了异步降压转换器的总器件损耗PLS与输出功率PO之比。

这揭示了系数的优势，，，，因为

（2）

随着eta;与VO，IO和D成比例，随着输出接近零而减小。 不同于固定VO操作，因此可变输出buck转换器的运行范围接近0le;VOle;VI和0le;Dle;1.因此，效率也会有很大差异，因此在新的直流分析中必须将其视为（D，VO）的连续函数。

3.2. 电感电流和连续传导模式 - 不连续传导模式边界

如果电感两端的电压为vL，则通过电感的电流为

其中VD是整流二极管D1两端的正向偏置电压。 一个异步降压转换器工作在CCM，DCM或CCM-DCM边界，如图2所示。转换器必须工作在CCM或CCM-DCM边界，假设（1）有效。 CCM操作取决于维持IL的最小值和峰峰值电感电流的最大值Delta;iL。 如果IL低于特定的边界直流电平IOB，并且Delta;iL过大，则转换器进入DCM。 因此，在最坏的情况下，当VO最小时，转换器工作在CCM-DCM边界; 也就是说，IOB等于转换器的最小直流输出电流IOmin。 CCM或CCM-DCM边界操作的直流电感电流为

因此，

假设（2）意味着转换器是有损的。 文献[28]将有损直流电压传递函数定义为

由于

从（7）可得

因此，表示Delta;iL的更具体的方式是

图3比较了固定输出降压转换器和以CCM工作的动态降压转换器的Delta;iL相对于占空比（以及因此VO）的行为。 如果考虑假设（3）和（5）并且eta;随输出而变化而VI保持固定，则（7）和假设（1）意味着最小转换器输出（IOmin，VOmin）对应于最小占空比Dmin和最小效率eta;min，

对于CCM-DCM边界运算，iL（0，T，2T，...，nT）= 0.因此，在最坏情况下，可以重写（6）并且可变输出降压转换器的CCM-DCM的边界为

（a）

（b）

图3.对于工作在连续导通模式下的（a）固定输出和（b）可变输出降压转换器，Delta;iL的波形，就像D是变化的。

如果负载RL根据假设（3）固定，则IL和IO可以定义为：

用于任何输出电平或传导模式。 因此，最小的直流输出电流是

结合（15）和（13）可以将最坏情况下的CCM-DCM边界运行条件表示为

因此，当VO = VOmin时，可变输出电压降压转换器将工作在CCM-DCM边界，如果

或者，确保此操作的电感值为

对于“全”CCM，操作始终在边界之上，最小直流输出电流IOCCM大于IOB，即

在这种模式下，根据定义

因此，（19）扩展到

并且可变输出降压转换器总是以CCM运行

3.3. 输出纹波电压

由于L-C滤波器抑制了峰峰值电感电流Delta;iL，因此降压转换器呈现频率为fs的输出纹波电压vo（t）。该纹波的幅度取决于电容C的大小及其等效串联电阻（ESR）rC。 根据每个开关周期的峰 - 峰值Vr而不是瞬时值vo（t）来量化纹波通常更实际。峰峰值输出纹波在文献[28]中得到

Vr与Delta;iL成正比，（23）适用于固定或可变的VO。 但是，Vr必须考虑到变换 - 输出电压运算得到的不同形式的Delta;iL。将（10）代入（23）出

可能有必要在不知道电感器L的值的情况下估计输出纹波。当VO = VOmin时，近似可以被使用为最可能的感应器，因此当CCM-DCM边界处CCK-DCM边界处或其附近，buck转换器工作。 用（18）代替Lcong;LCCM-DCM得到

此外，因为

它遵循

对于VO，eta;min或eta;的任何值。最差情况下的纹波V#39;r被定义为

最大的最坏情况波纹是

从中可以获得一个广义的解决方案

并且发生最大最坏情况纹波的输出电压是

因此，有

和

或者，如果已知L并且可以针对给定的VO确定eta;，则将（31）替换为（24）收益率

其中是 =时降压转换器的总效率

3.4. 器件应力

3.4.1. 开关，

开关晶体管两端的最大瞬时电压VSMmax为

从p-n结二极管的分段线性模型中，二极管的有效正向电压为

其中VF是标称正向电压，ID是正向电流的直流分量，RF是二极管的标称正向电阻。 因此，当二极管正向偏置时

和

通过开关的最大瞬时电流ISMmax等于所有输出电平的降压转换器的最大瞬时输入电流。 从文献来看，输入电流是

iS（t）在任何给定输出电平下的最大值是ISM，其总是出现在t = DT并且等于每个开关周期的峰值瞬时电感器电流。因此，

由（14）和（10）得，

与纹波电压一样，可能需要在不知道电感L的值的情况下确定ISM。使用相同的方法，即代替Lcong;LCCM-DCM，然后= 1以获得最差情况下的开关电流

因此，最坏情况下最大开关电流

一个广义的解决方案是从中获得的

和

但是，如果VOmaxle;VI-VOmin/2，（45）不适用

因此，存在两个不同的最大当前情景

用最坏情况下的压力来描述ISMmax，也就是说

3.4.2

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